電子工程資訊

378第13章金氧半數位電路
圖13-56 (a)DRAM單元，⑶當被選到字線上的電壓升起時，電晶體導 通，因此儲存電容Cs與位元線電容CD相通。

13.1 NMOS 反相器 315
不幸地，基體效應使得空乏式負載不再維持定電流操作，因此反相器的 特性並沒有像原先期望的這麼好。

404第14章雙載子數位電路
當V,超過了©所對應的 電壓1.2V之後，仏開始 導通且在主動模式操作。0.6V (因爲 0.6 = 0.5 +VCE(sat))，所以 Qi 開始導通。

14.2電晶體-電晶體邏輯
圖14-10 TTL反相器在f=0時輸入一由5V變遷至0.2V之負向步階訊 號，圖中所示為t = 0+附近電路之操作狀態。

78第8章回授與穩定度
介於兩差動對之間介面的等效電路，（b)加入一補償電容Cc後的等效電路接差動對之間的介面所決定且此介面的小訊號模型見圖8-49(a)，其中電 流源L代表第一級產生的輸出訊號電流，電阻尽和CV代表介於兩節點 ®和®之間的全部電阻和電容，因此極點fHP'爲假設補償前之開迴路轉換函數仍爲以下型式：現在我們在@和⑧間加入一補償電容Ce，見圖8-49(b)。則極點不再是 f肥，而是被移至較低頻率的fDP，DP 2ttRt(Ct+Cc) 所以，補償後之開迴路轉換函數將轉變爲這種作法的缺點就是所需 的Cc値通常祀當大。因此 若要補償的放大器爲一 1C op amp，則要把此補償電 容放在1C晶片上是一件非 常困難的事情。而解決此 問題最好的方法爲在一放 大級的回授路徑上連接一 補償電容。

304第13章金氧半數位電路
點®，此時G應滿足將上式代入(13-7)式可得此値代回(13-9)式即可得。

14.2電晶體•電晶體邏輯
圖14-12圖14-11(a)轉換特性中當1.2時的分析。

268第12章波形產生器
由此方程式可知若此電路處於正穩定態(v0 =匕），則正的v,値將不會對 此電路產生任何的效應。爲了觸發此電路使之進入匕的狀態，見圖 12-22(b)中之路徑®，v,必須是足夠負使得V.之値掉至零以下。因此將 vc = Vu和v+ = 0代入(12-80)式所得的v,即爲低臨界値，同理，由(12-80)式可得知若此電路處於負穩定態(V。=匕)，則負的^値 只有使得W變得更負且對此電路不會產生任何的效應。如欲起動此重複 產生過程且使得此電路切換至正輸出狀態，V，必須略大於零値。因此將 v0 = Vm和v+ = 0代入(12-8G)式所得的v,即爲高臨界値Vl+，圖12-22(a)中電路完整的轉換特性顯示於圖12-22(b)。由此圖得知一個 正的觸發訊號v,(其値超過I)將可使得這個電路切換至正輸出態(vG由 匕變遷至匕)，見圖12-22(b)中之路徑©。因此這個電路的轉換特性屬於非反相。

238第12章波形產生器
12-1 (a)—正弦振盪器的基本結構，（b)令(a)中之輸入訊號源為零。

13.2 CMOS 反相器
圖13-18 (a)_個理想的CMOS反相器推動一個負載電容，（b)輸入一 週期性方波。